1 概述

目前，電子產(chǎn)品電磁兼容問題越來越受到人們的重視，尤其是世界上發(fā)達(dá)國家，已經(jīng)形成了一套完整的電磁兼容體系，同時(shí)我國也正在建立電磁兼容體系，因此，實(shí)現(xiàn)產(chǎn)品的電磁兼容是進(jìn)入國際市場的通行證。對于開關(guān)電源來說，由于開關(guān)管、整流管工作在大電流、高電壓的條件下，對外界會(huì)產(chǎn)生很強(qiáng)的電磁干擾，因此開關(guān)電源的傳導(dǎo)發(fā)射和電磁輻射發(fā)射相對其它產(chǎn)品來說更加難以實(shí)現(xiàn)電磁兼容，但如果我們對開關(guān)電源產(chǎn)生電磁干擾的原理了解清楚后，就不難找到合適的對策，將傳導(dǎo)發(fā)射電平和輻射發(fā)射電平降到合適的水平，實(shí)現(xiàn)電磁兼容性設(shè)計(jì)。

2 開關(guān)電源傳導(dǎo)騷擾

2.1 傳導(dǎo)發(fā)射的產(chǎn)生

開關(guān)電源的傳導(dǎo)騷擾是通過電源的輸入電源線向外傳播的電磁干擾。在開關(guān)電源輸入電源線中向外傳播的騷擾，既有差模騷擾、又有共模騷擾，共模騷擾比差模騷擾產(chǎn)生更強(qiáng)的輻射騷擾。傳導(dǎo)騷擾的測試頻率范圍為150KHz～30MHz，限值要求如下表1 所示：

在0.15MHz～1MHz 的頻率范圍內(nèi)，騷擾主要以共模的形式存在，在1MHz～10MHz 的頻率范圍內(nèi)，騷擾的形式是差模和共模共存，在10MHz 以上，騷擾的形式主要以共膜為主。傳導(dǎo)發(fā)射的差模騷擾的產(chǎn)生主要是由于開關(guān)管工作在開關(guān)狀態(tài)，當(dāng)開關(guān)管開通時(shí)，流過電源線的電流線形上升，開關(guān)管關(guān)斷時(shí)電流突變?yōu)?，因此流過電源線的電流為高頻的三角脈動(dòng)電流，含有豐富的高頻諧波分量，隨著頻率的升高，該諧波分量的幅度越來越小，因此差模騷擾隨頻率的升高而降低，另外，如下圖1 所示，由于電容C5 的存在，它與電感L3 組成低通濾波器，因此，差模傳導(dǎo)騷擾主要存在低頻率段。

共模騷擾的產(chǎn)生主要原因是電源與大地（保護(hù)地）之間存在有分布電容，電路中方波電壓的高頻諧波分量通過分布電容傳入大地，與電源線構(gòu)成回路，產(chǎn)生共模騷擾。

如上圖 1 所示，L、N 為電源輸入，C1、C2、C3、C4、C5、L1、L2 組成輸入EMI 濾波器，DB1 為整流橋，L1、VD1、C6 和VT2 為功率因數(shù)矯正主電路，VT2 為開關(guān)管，開關(guān)管的D 極與管子的散熱器相連，開關(guān)管安裝在散熱器上時(shí)，與散熱器之間形成一個(gè)耦合電容，如圖1 中的C7 所示，開關(guān)管VT2 工作在開關(guān)狀態(tài)，其D 極的電壓為高頻方波，方波的頻率為開關(guān)管的開關(guān)頻率，方波中的各次諧波就會(huì)通過耦合電容、L、N 電源線構(gòu)成回路，產(chǎn)生共模騷擾。電源與大地的分布電容比較分散，難以估算，但從上面的圖1 來看，開關(guān)管VT2 的D 極與散熱器之間耦合電容的作用最大，在上面的圖1 中，從整流橋到電感L3 之間的電壓為100Hz 的工頻波形，而從電感L3 到二極管VD1 和開關(guān)管VT2D 極之間的連線的電壓均為方波電壓，含有大量的高次諧波。其次電感L3 的影響也比較大，但L3 與機(jī)殼的距離比較遠(yuǎn)，分布電容比開關(guān)管和散熱器之間的耦合電容小的多，因此我們主要考慮開關(guān)管與散熱器之間的耦合電容。

2.2 傳導(dǎo)騷擾的解決方法

2.2.1 EMI 濾波器

解決傳導(dǎo)騷擾目前大都采用無源濾波器，如上圖 1 中所示，C1、C2、C3、C4、C5、L1、L2 組成一個(gè)EMI 濾波器，L1、L2 是兩個(gè)共模電感，一般來說，在共模電感當(dāng)中，含有20%左右的差模電感，與電容C1、C2、C3 構(gòu)成差模濾波器，C4、C5 是共模電容，與電感L1、L2 構(gòu)成共模濾波器。

共模電感量的計(jì)算：

假設(shè)開關(guān)管集電極的干擾電壓在 400V 左右，轉(zhuǎn)換成dB（μV）為：

傳導(dǎo)發(fā)射測試設(shè)備內(nèi)部的去耦網(wǎng)絡(luò)（LISN）內(nèi)阻Zin 標(biāo)準(zhǔn)為50Ω。則耦合電容C7 與測試設(shè)備去耦網(wǎng)絡(luò)的內(nèi)阻Zin 對騷擾電平的衰減為：

則：如果不加EMI 濾波器時(shí)，電源輸出端口所測得的騷擾電平為：

表 1 中A 級電源端口傳導(dǎo)限值的要求為79 dB（μV），顯然大大超過了限制的要求。則需要濾波器在 150KHz 處的衰減為：

112-79=33 dB，考慮到至少有6dB 的裕量，EMI 濾波器的在150KHz 處的衰減應(yīng)大于39dB，我們?nèi)?0dB。二階濾波器的衰減特性是-40dB/10 倍頻，在圖1 中有兩個(gè)二階濾波器，衰減特性是-80dB/10 倍頻，則濾波器的轉(zhuǎn)折頻率應(yīng)在：47KHz 左右，考慮到其他因素的影響，濾波器的轉(zhuǎn)折頻率取為40KHz。

共模電容 C4、C5 取4700P（考慮到漏電流的問題，不能取太大），則：C=C4+C5=9400P。

根據(jù)

計(jì)算得：L=1.7mH

在設(shè)計(jì)EMI 濾波器的時(shí)候，為了有效的抑制騷擾信號的目的，必須對濾波器兩端將要連接的源阻抗進(jìn)行合理的搭配，當(dāng)濾波器的輸出阻抗Zo 和負(fù)載阻抗RL 不相等時(shí)，在這個(gè)端口會(huì)產(chǎn)生，反射系數(shù)ρ由下式來定義：

當(dāng) Zo 和RL 相差越大，端口產(chǎn)生的反射越大。

EMI 濾波器中的共模電感含有20%左右的差模電感，與X2 電容構(gòu)成差模濾波器，在上面的原理圖中，X2 電容C1、C2、C3 對傳導(dǎo)騷擾的低頻端影響比較大，主要原因是因?yàn)樵诘皖l段，騷擾的方式主要以差模的方式存在，增大C1、C2、C3，可以減小低頻段的騷擾電平，但取值一般不超過0.47～2.2μF，如果適當(dāng)增大電容，低頻段仍然超標(biāo)，可以增加差模電感來解決。

2.2.2 其他方法

EMI 濾波器是采用切斷傳播途徑的方法來減小傳導(dǎo)發(fā)射的騷擾電平，另外我們也可以從發(fā)射的源來著手，減小發(fā)射源向外發(fā)射的電平。

1：如下圖2 所示：

圖2 中，在PFC 升壓電感上增加一個(gè)輔助繞組，該繞組的匝數(shù)與主繞組相同，方向與主繞組相反，C7 是開關(guān)管與散熱器之間的耦合電容，如圖所示增加一個(gè)與C7 容量大致相同的一個(gè)電容接到散熱器與輔助繞組之間，這樣C7、C8 耦合到散熱器的騷擾信號幅度相同，方向相反，兩個(gè)信號剛好可以相互抵消，大大減小向外發(fā)射的騷擾電平。

2：如下圖3 所示：

在圖3 中，增加一個(gè)高頻電容C8，接在開關(guān)管散熱器與輸出地之間，該電容與散熱器的連接處離開關(guān)管越近越好，該電容選用安規(guī)電容，容量在4700P 到0.01μf 之間，太大會(huì)使電源的漏電流超標(biāo)，經(jīng)過電容C7 耦合到散熱器上的騷擾信號經(jīng)過C8 衰減，衰減的系數(shù)為

由于 C8 比C7 大許多，上式可以簡化為：

可見，假設(shè) C7 為30P，C8 為4700P，則向外發(fā)射的騷擾信號被衰減了157 倍，近45dB。

3 開關(guān)電源的輻射騷擾

3.1 輻射騷擾的空間傳輸

1. 遠(yuǎn)場和近場

電磁能量以場的形式向四周傳播，就形成了輻射騷擾，場可以分為近場、和遠(yuǎn)場，近場又稱為感應(yīng)場，它的性質(zhì)與場源有密切的關(guān)系，如果場源是高電壓小電流的源，則近場主要是電場，如果場源是低壓大電流，則場源主要是磁場。無論近場是磁場或是電場，當(dāng)離場源的距離大于λ/2π時(shí)，均變成遠(yuǎn)場，又稱為輻射場。

由于開關(guān)電源工作在高電壓，大電流的狀態(tài)下，近場即有電場，又有磁場。

2. 騷擾的輻射方式

● 單點(diǎn)輻射，主要模擬各相同性的較小的輻射源，輻射的強(qiáng)度可表示為：

式中，P 表示發(fā)射的功率，r 表示離發(fā)射源的距離?？梢?，單點(diǎn)輻射強(qiáng)度與距離成反比，與發(fā)射源的功率的平方根成正比。

● 平行雙線環(huán)路的輻射

主要模擬差模電流回路的輻射源，其輻射強(qiáng)度可以表示為：

式中 A 為差模電流所包圍的面積，I 是差模電流的大小，r 是離輻射源的距離，λ是波長?？梢姴钅］椛鋸?qiáng)度與差模電流的大小和差模電流所包圍的面積成正比，與距離成反比，與頻率的平方成正比。

因此應(yīng)在高頻噪聲源處加高頻去耦電容，以免高頻噪聲流入電源回路中。

● 單導(dǎo)線的輻射

單導(dǎo)線的輻射公式可以用來估算共模電流產(chǎn)生的輻射的大?。?/span>

式中，I 是共模電流的大小，r 是到共模電流源的距離， l 是導(dǎo)線的長度，λ是波長。

3. 共模電流輻射

兩根相近的導(dǎo)線，如果流過差模電流，則導(dǎo)線產(chǎn)生的電磁場由于方向相反，大小相等而相互抵消，但如果流過共模電流，時(shí)兩根導(dǎo)線產(chǎn)生的電磁場相互疊加。因此大小相同的共模電流所產(chǎn)生的空間輻射要比差模電流產(chǎn)生的空間輻射強(qiáng)度大的多，根據(jù)實(shí)驗(yàn)，兩者的輻射強(qiáng)度相差上千倍。所以，開關(guān)電源的輻射主要是由共模電流引起的。

● 共模電流輻射的基本模式

共模輻射有兩種驅(qū)動(dòng)模式，一種是電流驅(qū)動(dòng)模式，一種是電壓驅(qū)動(dòng)模式，在開關(guān)電源中，起主要作用的主要是電壓驅(qū)動(dòng)模式。

● 產(chǎn)生共模輻射的條件

產(chǎn)生共模輻射的條件有兩個(gè)，一是共模驅(qū)動(dòng)源，一個(gè)是共模天線。

任何兩個(gè)金屬體之間存在射頻電位差，就構(gòu)成一副不對稱振子天線，兩個(gè)金屬導(dǎo)體分

別是天線的兩個(gè)極，對于一個(gè)開關(guān)電源來說，如下圖所示：

圖4 中C7 是開關(guān)管和散熱器之間的耦合電容，散熱器和與開關(guān)管D 極相連接的印制線為天線的兩個(gè)極，在分析時(shí)可以簡化為下圖5：

圖中，Vs 為騷擾源，對圖4 來說，就是開關(guān)管VT2 的D 極，L1、L2 相當(dāng)于天線的兩個(gè)極，一個(gè)極是與開關(guān)管D 極相連的印制線，另外一個(gè)極是散熱器及與之相連的接地線，C是天線兩極之間的耦合電容，即圖4 中開關(guān)管與散熱器之間的耦合電容。

共模輻射主要有天線上的共模電流的大小決定，因此，天線兩極 L1、L2 之間的耦合電容越大，輻射功率越大。

另外，當(dāng)天線的兩個(gè)極的總長度大于λ/20時(shí)，才能向外輻射能量，并且當(dāng)天線的長度與騷擾源的波長滿足下列條件時(shí)，輻射能量才最大。

3.2 開關(guān)電源的輻射源

要解決和減小開關(guān)電源的電磁輻射，首先要了解開關(guān)電源的輻射源在那兒。對于一個(gè)前級帶有PFC 功率因數(shù)矯正電路的開關(guān)電源來說，輻射騷擾的源主要分布下面幾個(gè)地方（開關(guān)電源中的輻射源例如驅(qū)動(dòng)等，相對于下面所列的要弱的多，所以可以不與考慮）。

1. PFC 開關(guān)管

2. PFC 升壓二極管

3. DC/DC 開關(guān)管

4. DC/DC 的整流管、續(xù)流管

5. PFC 升壓電感

6. DC/DC 變壓器

● PFC 開關(guān)管和DC/DC 開關(guān)管的輻射原理如上面所述，屬于電壓驅(qū)動(dòng)模式的驅(qū)動(dòng)源，升壓電感和變壓器屬于差模騷擾源，主要原因是漏感的存在，導(dǎo)致電磁能量泄露，向外發(fā)射電磁能量。

● PFC 升壓二極管和DC/DC 的整流二極管在反向截止時(shí)，存在反向恢復(fù)電流，如下圖所示：

圖中所示的是實(shí)際測試的PFC 升壓二極管關(guān)斷瞬間的反向恢復(fù)電流（不加吸收的情況下），在圖4 中，該反向恢復(fù)電流主要通過C6、VD1、VT2 構(gòu)成回路，形成差模輻射，另外，由于由于引線電感的存在，很小一部分的電流會(huì)通過散熱器與開關(guān)管VT2 之間的耦合電容C7 向外流，形成共模輻射。

DC/DC 的整流二極管和續(xù)流管的反向恢復(fù)電流會(huì)導(dǎo)致二極管的反向電壓出現(xiàn)很高的電壓尖峰，下圖 7 是正激電路的輸出濾波電路。

圖7 中，TI 是變壓器，VD1、VD2 分別是整流管和續(xù)流管，由于整流管、續(xù)流管在由導(dǎo)通轉(zhuǎn)向截止時(shí)有反向恢復(fù)電流，該反向恢復(fù)電流在VD1、VD2 兩端產(chǎn)生比較高的電壓峰值，由于快恢復(fù)二極管的反向恢復(fù)電流在幾十nS，所以峰值電壓的頻率較高，其基波頻率在幾十MHz，由于頻率很高，輻射能力很強(qiáng)，下圖8 是整流管和續(xù)流管的電壓波形。

在上圖7 中，整流管、續(xù)流管固定在散熱器上，散熱器接大地，由于二極管的陰極與管殼的散熱板直接相連，管殼的散熱板與散熱器之間就形成了耦合電容，整流管、續(xù)流管在截止時(shí)產(chǎn)生的高壓尖峰就通過耦合電容流動(dòng)，產(chǎn)生共模輻射，輸出線和地分別是天線的兩個(gè)極。

●開關(guān)電源其他的輻射源如印制線與機(jī)殼之間分布電容引起的共模輻射、內(nèi)部電路工作時(shí)產(chǎn)生的差模輻射等，與前面的幾個(gè)輻射源相比要小得多。

3.3 輻射騷擾的解決措施

上面分析了輻射騷擾產(chǎn)生的原因和開關(guān)電源的輻射源，再解決開關(guān)電源的輻射問題就比較容易了。

3.3.1 開關(guān)管發(fā)射源引起的輻射發(fā)射

上面所介紹的輸入端口的傳導(dǎo)騷擾，是通過輸入線向外發(fā)射的，同時(shí)，輸入線又是一個(gè)天線，共模電流在流過輸入線的時(shí)候，就會(huì)向空間發(fā)射電磁能量，產(chǎn)生輻射騷擾，因此對于上面解決傳導(dǎo)發(fā)射的措施，在減小了傳導(dǎo)發(fā)射的同時(shí)，也大大減小了輸入端口的輻射發(fā)射。

對于輻射源 DC/DC 開關(guān)管，也可以采取與PFC 開關(guān)管的相同的措施，來減小驅(qū)動(dòng)源的電壓幅度，較小輻射發(fā)射的強(qiáng)度。

下面圖 9 是采取在PFC 開關(guān)管散熱器對PFC 輸出地加電容與不加電容輻射強(qiáng)度的對比。

圖中，前面是加電容的，后面是不加電容的，從兩個(gè)圖中可以看出，在50MHZ 附近，輻射騷擾電平在加了電容以后降低了盡10DB，在120MHZ 到220MHZ 的頻率范圍內(nèi)也降低了10DB 左右。

3.3.2 DC/DC 整流管、續(xù)流管發(fā)射源

對于 DC/DC 整流管、續(xù)流管發(fā)射源，除了增加吸收，減小二極管兩端的峰值電壓、在二極管的管腳上套飽和磁環(huán)以減小反向恢復(fù)電流外，還可以采取以下措施。

1. 在整流管、續(xù)流管與散熱器的接觸點(diǎn)附近對輸出地接電容，如下圖 10 所示：

圖中C2 是二極管VD1 和VD2 與散熱器之間的耦合電容，容量一般在幾十PF，C3 是增加的電容，C3 要遠(yuǎn)大于C2，DC/DC 整流管、續(xù)流管上的電壓峰值經(jīng)過C2 與C3 的分壓，幅度大大降低，就可以大大減小向外的輻射。

2. 采用如下圖 11 所示的電路形式。

在上圖的電路形式中，將輸出濾波電感放在輸出的負(fù)端，VD1、VD2 的輸出直接接在輸出濾波電容的正端，這樣，整流管、續(xù)流管的陰極接固定電平，通過陰極連接的散熱面與散熱器之間的耦合電容向外流動(dòng)的共模電流就會(huì)大大減小，從而大大減小輸出端口的輻射電平。

3.3.3 機(jī)箱屏蔽

開關(guān)電源的輻射除了上述的輻射源主要通過輸入輸出端口向外輻射以外，電源的控制電路、驅(qū)動(dòng)、輔助電源、變壓器、電感等直接向空間輻射電磁能量，因此需要采用機(jī)箱進(jìn)行屏蔽，機(jī)箱屏蔽要考慮機(jī)箱的材料、厚度和孔縫對屏蔽效能的影響。

1.吸收損耗

當(dāng)電磁波進(jìn)入金屬屏蔽體后會(huì)產(chǎn)生感應(yīng)電流，變?yōu)闊崮芏牡?，所以電磁波進(jìn)入金屬導(dǎo)體中以指數(shù)的方式很快衰減，傳輸距離很短。

我們將電磁波衰減到原來 1/e，即0.37 倍時(shí)的距離稱為集膚深度δ

集膚深度δ與材料的性能和頻率有關(guān)，可用下面的公式表示：

公式中，μ是材料的磁導(dǎo)率，σ是材料的電導(dǎo)率。

2. 反射損耗

當(dāng)電磁波到達(dá)兩種介質(zhì)表面時(shí)，因阻抗不匹配而發(fā)生反射，所引起的電磁波能量損耗稱為反射損耗。

輻射騷擾所測試的頻率范圍是 30MHz～1000MHz。如果單純的只考慮30MHz 以上的電磁屏蔽，薄薄一層的導(dǎo)體就可以達(dá)到很高的屏蔽效能，但對于頻率比較低的電場或磁場，就要考慮屏蔽所使用的材料和厚度了。

3. 孔縫對屏蔽的影響

在實(shí)際的應(yīng)用當(dāng)中，機(jī)箱上總是存在有接線孔、通風(fēng)孔以及機(jī)箱各面之間的連接縫隙，如果機(jī)箱的孔縫尺寸不合理，將使屏蔽效能大大降低，一般來說，孔縫的尺寸應(yīng)小于十分之一到百分之一的波長，才能達(dá)到相應(yīng)的屏蔽效果。如果上限頻率按1000MHz 來考慮，孔縫的尺寸應(yīng)小于：3～0.3cm。由于開關(guān)電源的電磁輻射頻率范圍一般在30MHz 到500MHz 之間，屏蔽的上限頻率可以按500MHz 來考慮。